POSKYTOVANÁ K VÝKONU PRÁVA UŽÍT ŠKOLNÍ DÍLO

Licenční smlouva

POSKYTOVANÁ K VÝKONU PRÁVA UŽÍT ŠKOLNÍ DÍLO

uzavřená mezi smluvními stranami:

1. Pan/paní

Jméno a příjmení: Xx. Xxx Xxxxx

Bytem: Xxxxxxxxx 000, Xxxxxxxxx, 00000 Xxxxxxx/a (datum a místo): 2. června 1987 v Pardubicích

(dále jen „autor“)

a

2. Vysoké učení technické v Brně

Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií se sídlem Xxxxxxxxx 0000/00, Xxxx, 616 00

jejímž jménem jedná na základě písemného pověření děkanem fakulty:

prof. Xx. Xxx. Xxxxxx Xxxxx, předseda rady oboru Elektronika a sdělovací technika (dále jen „nabyvatel“)

Čl. 1

Specifikace školního díla

1. Předmětem této smlouvy je vysokoškolská kvalifikační práce (VŠKP):

🞎 disertační práce

🗷 diplomová práce

🞎 bakalářská práce

🞎 jiná práce, jejíž druh je specifikován jako ......................................................

(dále jen VŠKP nebo dílo)

Název VŠKP: Vstupní část přijímače pro pásmo L Vedoucí/ školitel VŠKP: xxxx. Xxx. Xxxxxxxx Xxxxx, XXx.

Ústav: Ústav radioelektroniky Datum obhajoby VŠKP:    

VŠKP odevzdal autor nabyvateli*:

🗷 v tištěné formě – počet exemplářů: 2

🗷 v elektronické formě – počet exemplářů: 2

2. Autor prohlašuje, že vytvořil samostatnou vlastní tvůrčí činností dílo shora popsané a specifikované. Autor dále prohlašuje, že při zpracovávání díla se sám nedostal do rozporu s autorským zákonem a předpisy souvisejícími a že je dílo dílem původním.

3. Dílo je chráněno jako dílo dle autorského zákona v platném znění.

4. Autor potvrzuje, že listinná a elektronická verze díla je identická.

* hodící se zaškrtněte

Článek 2

Udělení licenčního oprávnění

1. Autor touto smlouvou poskytuje nabyvateli oprávnění (licenci) k výkonu práva uvedené dílo nevýdělečně užít, archivovat a zpřístupnit ke studijním, výukovým a výzkumným účelům včetně pořizovaní výpisů, opisů a rozmnoženin.

2. Licence je poskytována celosvětově, pro celou dobu trvání autorských a majetkových práv k dílu.

3. Autor souhlasí se zveřejněním díla v databázi přístupné v mezinárodní síti

🗷 ihned po uzavření této smlouvy

🞎 1 rok po uzavření této smlouvy

🞎 3 roky po uzavření této smlouvy

🞎 5 let po uzavření této smlouvy

🞎 10 let po uzavření této smlouvy

(z důvodu utajení v něm obsažených informací)

4. Nevýdělečné zveřejňování díla nabyvatelem v souladu s ustanovením § 47b zákona č. 111/ 1998 Sb., v platném znění, nevyžaduje licenci a nabyvatel je k němu povinen a oprávněn ze zákona.

Článek 3

Závěrečná ustanovení

1. Smlouva je sepsána ve třech vyhotoveních s platností originálu, přičemž po jednom vyhotovení obdrží autor a nabyvatel, další vyhotovení je vloženo do VŠKP.

2. Vztahy mezi smluvními stranami vzniklé a neupravené touto smlouvou se řídí autorským zákonem, občanským zákoníkem, vysokoškolským zákonem, zákonem o archivnictví, v platném znění a popř. dalšími právními předpisy.

3. Licenční smlouva byla uzavřena na základě svobodné a pravé vůle smluvních stran, s plným porozuměním jejímu textu i důsledkům, nikoliv v tísni a za nápadně nevýhodných podmínek.

4. Licenční smlouva nabývá platnosti a účinnosti dnem jejího podpisu oběma smluvními stranami.

V Brně dne:

……………………………………….. ………………………………………… Nabyvatel Autor

ABSTRAKT

Tato diplomová práce se zabývá návrhem vstupní části přijímače pro pásmo L. Konkrétně se jedná o přijímač signálů nacházejících v pásmu 1,3 GHz. V této práci jsou detailně rozebrány, navrženy a v programu Ansoft odsimulovány jednotlivé bloky přijímače od vstupního nízkošumového zesilovače až po mezifrekvenční zesilovač a zdvojovač kmitočtu na LO vstupu. Součástí diplomové práce je i výroba navrženého vstupního dílu přijímače a proměření jeho základních parametrů.

KLÍČOVÁ SLOVA

nízkošumový zesilovač, LNA, Ansoft, ATF-54143, zdvojovač kmitočtu

ABSTRACT

This Master’s Thesis deals with a design of L-band receiver front-end. In the concrete the receiver is designed for receiving signals of frequency band 1,3 GHz. All particular blocks from low noise amplifier to intermediate frequency amplifier and frequency doubler in LO input are described, designed and simulated in program Ansoft. The part of this Master’s Thesis is aimed to construct a working front-end receiver and to measure its basic parameters.

KEYWORDS

low noise amplifier, LNA, Ansoft, ATF-54143, frequency xxxxxxx

XXXXX, Xxx Xxxxxxx část přijímače pro pásmo L: diplomová práce. Brno: Vysoké učení technické v Brně, Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií, Ústav Radioelek- troniky, 2012. 42 s. Vedoucí práce byl xxxx. Xxx. Xxxxxxxx Xxxxx, XXx.

PROHLÁŠENÍ

Prohlašuji, že svou diplomovou práci na téma „Vstupní část přijímače pro pásmo L“ jsem vypracoval samostatně pod vedením vedoucího diplomové práce a s použitím odborné literatury a dalších informačních zdrojů, které jsou všechny citovány v práci a uvedeny v seznamu literatury na konci práce.

Jako autor uvedené diplomové práce dále prohlašuji, že v souvislosti s vytvořením této diplomové práce jsem neporušil autorská práva třetích osob, zejména jsem nezasáhl nedovoleným způsobem do cizích autorských práv osobnostních a jsem si plně vědom následků porušení ustanovení § 11 a následujících autorského zákona č. 121/2000 Sb., včetně možných trestněprávních důsledků vyplývajících z ustanovení § 152 trestního zá- kona č. 140/1961 Sb.

Brno . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

(podpis autora)

PODĚKOVÁNÍ

Xxxxxx vedoucímu diplomové práce xxxx. Xxx. Xxxxxxxxx Xxxxxxxx, XXx. za účinnou me- todickou, pedagogickou a odbornou pomoc a za další cenné rady při zpracování mé diplomové práce. Rovněž děkuji Xxx. Xxxxx Xxxxxxxxx, Ph.D. za občasné konzultace.

V Brně dne . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

(podpis autora)

OBSAH

Úvod 1

1 Šumové vlastnosti 2

2 Návrh vstupní části přijímače 4

2.1 Vstupní RF zesilovač 5

2.1.1 RF filtr 5

2.1.2 Tranzistorový zesilovač 7

2.1.3 Tříbodový zesilovač 14

2.1.4 Simulace celého RF zesilovače 15

2.2 Výstupní IF zesilovač 17

2.2.1 IF filtr 17

2.2.2 IF zesilovač 19

2.3 Zdvojovač kmitočtu 20

2.4 Směšovač 24

2.4.1 Simulace se směšovačem 24

2.5 Napájecí obvod celého přijímače 25

3 Realizace a měření 27

3.1 Návrh desky plošného spoje a konstrukční řešení 27

3.2 Měření dílčích částí přijímače 28

3.2.1 Zdvojovač kmitočtu 28

3.2.2 Mezifrekvenční zesilovač 28

3.2.3 RF zesilovač 30

3.3 Měření parametrů kompletního přijímače 31

3.3.1 Bod 1 dB komprese 31

3.3.2 Bod IP3 31

3.3.3 Potlačení zrcadlových kmitočtů 32

3.3.4 Šumové číslo 32

3.3.5 Spektrum na výstupu přijímače 34

3.3.6 Proudový odběr 34

4 Závěr 35

Literatura 36

Seznam symbolů, veličin a zkratek 38

Seznam příloh 39

A Schéma přijímače 40

B Seznam součástek 41

SEZNAM OBRÁZKŮ

2.1 blokové schéma vstupního dílu zesilovače 4

2.2 interdigitální filtr 5

2.3 výřez okna nastavení substrátu 6

2.4 přenos a přizpůsobení filtru čtvrtého řádu 7

2.5 charakteristiky závislostí dosažitelného zisku, šumového čísla, bodu zahrazení a jednodecibelové komprese v závisloti na proudu a napětí drainu pro frekvenci 900 MHz [3] 9

2.6 vstupní přizpůsobení tranzistoru 10

2.7 výstupní přizpůsobení tranzistoru 11

2.8 tanzistorový zesilovač se stabilizačními a přizpůsobovacími obvody 12

2.9 napájecí obvody tranzistorového zesilovače 13

2.10 napájecí obvody tranzistorového zesilovače 14

2.11 druhý zesilovací stupeň 15

2.12 charakteristiky zapojení tranzistorového zesilovače a filtru 15

2.13 charakteristiky celého RF zesilovače 16

2.14 výřez okna pro výběr filtru 17

2.15 výřez okna pro zadání parametrů přenosové charakteristiky filtru 18

2.16 IF filtr 19

2.17 charakteristiky IF filtru 19

2.18 zapojení IF zesilovače 20

2.19 výsledné charakteristiky IF zesilovače 21

2.20 charakteristiky filtru pro zdvojovač kmitočtu 22

2.21 schema zdvojovače kmitočtu 23

2.22 spektrum na výstupu zdvojovače kmitočtu 23

2.23 spektrum na výstupu přijímače 25

2.24 napájecí obvod přijímače 26

3.1 deska plošného spoje 27

3.2 deska plošného spoje - osazovací výkres 28

3.3 spektrum na výstupu zdvojovače kmitočtu 29

3.4 zisk mezifrekvenčního zesilovače 29

3.5 zisk radiofrekvenčního zesilovače 30

3.6 bod 1 dB komprese 31

3.7 bod IP3 32

3.8 šumové číslo přijímače 33

3.9 spektrum na výstupu přijímače 34

SEZNAM TABULEK

2.1 naměřené hodnoty cívek 18

2.2 klidové proudové odběry aktivních prvků 26

ÚVOD

Cílem této diplomové práce je seznámit se s návrhem vstupní části vysokofrekvenč- ních přijímačů pro nižší mikrovlnná pásma, navrhnout potřebné obvody pro vstupní část přijímače pro pásmo L, navržený přijímač realizovat a proměřit jeho parametry. Navrhovaný přijímač bude sloužit pro příjem signálů nacházejících se na kmitočtu 1296 MHz a bude je konvertovat na frekvenci 144 MHz . Vzhledem k tomu, že tyto signály jsou velmi slabé a nacházejí se téměř na úrovni šumu, je nutné koncipovat přijímač jako nízkošumový.

Celá práce je rozdělena na tři hlavní kapitoly. V první kapitole tohoto projektu je stručně pojednáno a šumových parametrech dvojbranů. Jsou zde popsány základní principy týkající se této problematiky. Tato kapitola je důležitá v tom smyslu, že je na ni v projektu, např. při odůvodňování výběru zapojení, několikrát odkázáno. Následující kapitola se pak už zaměřuje čistě na návrh přijímače v programu Ansoft Designer. Je zde proveden detailní rozbor jednotlivých obvodů od vstupního LNA až po výstupní mezifrekvenční zesilovač. U každého obvodu je popsán jeho návrh krok za krokem a vždy jsou uvedeny dílčí odsimulované výsledky.

Navržený vstupní díl přijímače je vyroben a v poslední části práce jsou uvedeny změřené parametry jak dílčích bloků přijímače, tak parametry přijímače jako celku.

1 ŠUMOVÉ VLASTNOSTI

Základním parametrem dvojbranů definujícím jejich šumové vlastnosti je šumový činitel F , který je definován jako poměr výkonu signálu ku výkonu šumu na vstupu dvojbranu a výkonu signálu ku výkonu šumu na jeho výstupu. V technické praxi se však k popisu dvojbranu častěji používá šumové číslo, které dostaneme logaritmo- váním šumového činitele.

F = Si/Ni

So/No

(1.1)

F [dB] = 10log(F ) (1.2)

Šumový činitel je tedy bezrozměrné číslo a říká, kolikrát se zhorší poměr signál/šum průchodem dvojbranem. Ideální nešumící dvojbran by tedy měl šumový činitel rovný 1 a šumové číslo by se rovnalo 0 dB . Reálně však žádný nešumící dvojbran neexistuje a každé zařízení přispívá k degradaci poměru signál/šum svým vlastním šumem. Nejčastěji se jedná například o tepelný šum, který vzniká v důsledku pohybu volných nosičů náboje v krystalové mřížce a který je závislí jen na teplotě, a výstřelový šum vznikající v polovodičových součástkách v důsledku protékajícího proudu. Oba šumy mají charakter bílého šumu.

S rozvojem vysokofrekvenční a mikrovlnné techniky je možné vyrábět stále lepší nízkošumové součástky, například tranzistory, jejichž šumový činitel je velmi malý a blíží se ideální hodnotě. Z tohoto důvodu, kdy může být obtížné porovnat malé hodnoty šumové činitele, byla zavedena ekvivalentní šumová teplota, která je definovaná jako

Te = T0(F − 1), (1.3)

kde T0 je výchozí teplota 290 K. Změní-li se například hodnota šumového činitele z F = 1 na F = 2, změní se ekvivalentní šumová teplota z hodnoty Te = 0 K na Te = 290 K. Rozlišení ekvivalentní šumové teploty je tedy značně jemnější [2]. Ekvi- valentní šumová teplota nemá žádný reálný fyzikální význam, ale lze si ji představit jako teplotu reálného rezistoru. Tento rezistor pak bude generovat stejný šum jako dovjbran definovaný ekvivalentní šumovou teplotou Te.

Při zapojení více dvoujbranů do série nelze získat výsledné šumové číslo kaskády jako pouhý součet jednotlivých šumových čísel, ale je nutné brát ohled na dosažitelná výkonová zesílení APa jednotlivých dvojbranů. Výsledný šumový činitel je pak dán Xxxxxxxxx vztahem

F = F1 +

F2 − 1

APa1

F3 − 1

+

APa1APa2

F4 − 1

+

APa1APa2APa3

+ ... (1.4)

Z této rovnice je patrné, že bude-li dosažitelné výkonové zesílení prvního dvojbranu dostatečně veliké, budou mít šumové parametry druhého, třetího a dalších dvoj- branů zanedbatelný vliv. Výsledný šumový činitel pak bude dán šumovým činitelem prvního dvojbranu. Vhodnou pomůckou pro stanovení pořadí dvojbranů v kaskádě může být tzv. míra šumu

F − 1

M = −1 . (1.5)

1 − APa

Čím bude šumový činitel nižší a dosažitelné výkonové zesílení vyšší, tím bude nižší míra šumu. Jednotlivé dvojbrany by měly být řazeny kaskádně podle míry šumu od nejnižší po nějvětší. V praxi však může být toto řazení nevyužitelné, protože je nutné řadit jednotlivé dvojbrany do kaskády podle jejich funkce. Řazení tedy spíš odpovídá logice věci.

2 NÁVRH VSTUPNÍ ČÁSTI PŘIJÍMAČE

Vstupní část přijímače se skládá ze tří jednotlivých částí. Jedná se o vstupní RF část, směšovač se zdvojovačem kmitočtu a výstupní IF část, viz obr. 2.1.

Obr. 2.1: blokové schéma vstupního dílu zesilovače

Protože se jedná o nízkošumový přijímač, musí mít z důvodů popsaných v kapitole Šumové vlastnosti vstupní RF část co nejmenší šumové číslo a zároveň co největší dosažitelné výkonové zesílení. Požadavek nízkého šumového čísla je splněn vhod- nou volbou vysokofrekvenčního tranzistoru zapojeného na vstupu přijímače. Vel- kého zesílení je dosaženo použitím dvou zesilovacích stupňů ve vstupní RF části.

První stupeň je řešen jako tranzistorový zesilovač a druhý je realizován pomocí inte- grovaného tříbodového zesilovače. Mezi oba zesilovací stupně je umístěna pásmová propust, která je naladěna na frekvenci přijímaného signálu a zároveň potlačuje pří- padný signál nacházející se na zrcadlové frekvenci. Signál na zrcadlové frekvenci by bylo možné potlačit například dvojím směšováním, ale složitost obvodu by značně vzrostla. Bylo by nevhodné zapojit tuto pásmovou propust přímo na vstup přijí- mače, protože by svým vložným útlumem degradovala šumové číslo přijímače.

Signál ze vstupní RF části vstupuje do směšovače, kde se směšuje s externě přivedeným oscilačním signálem. Před LO vstupem směšovače je zapojen zdvojovač kmitočtu, který umožňuje, aby bylo použito oscilačního signálu o nižší frekvenci. Za směšovačem se nachází výstupní IF část, která se skládá z filtru a mezifrekvenčního zesilovače. Mezifrekvenční filtr ze spektra odstraní nežádoucí složky signálu, které mají rušivý charakter a výsledný užitečný signál zkreslují, a zesilovač pak dále me- zifrekvenční signál zesílí. Celá výstupní IF část slouží hlavně k oddělení vstupní RF části od dalších obvodů přijímače.

Při návrhu je sice kladen důraz na citlivost, ale celý přijímač by neměl mít příliš vysoký zisk. Tento zisk v žádném případě nesmí přesáhnout 30 dB , protože by hrozilo přebuzení dalších zařízení zapojených na výstup přijímače.

V následujícím textu jsou jednotlivé části přijímače podrobně rozebrány v pořadí, v kterém jsou navrhovány v programu Ansoft.

2.1 Vstupní RF zesilovač

2.1.1 RF filtr

Filtr je realizován čtyřmi vázanými mikropáskovými vedeními. Jedná se o tzv. in- terdigitální zapojení, viz obr 2.2. Byla-li by délka každého vedení λ/4, choval by se úsek vedení, jehož jeden konec je zkratovaný, jako paralelní rezonanční obvod. Při přesném návrhu by tedy stačilo vedení vhodně napočítat tak, aby se chovalo jako paralelní rezonanční obvod na dané frekvenci. V praxi je však vhodnější úsek poněkud zkrátit. Zkrácený úsek vedení má pak charakter indukčnosti a kapacitními trimry připojenými na otevřený konec vedení lze vyladit celý filtr do rezonance. Na krajních vedeních je pak nutné nalézt místa, kde bude filtr dobře přizpůsoben. Vzhledem k faktu, že impedance zkratovaného konce vedení je nulová a roste směrem k otevřenému konci, kde je impedance ideálně nekonečná, bude se místo s ideální přizpůsobením pro 50 Ω nacházet blíže ke zkratovanému konci.

Obr. 2.2: interdigitální filtr

Prvním krokem návrhu celého zařízení v programu Ansoft je vždy výběr vhod- ného substrátu. V tomto případě se jedná o substrát Duroid 5880. Na obr 2.3 je výřez okna nastavení zvoleného substrátu, ve kterém jsou již nadefinovány reálné hodnoty.

Pro návrh filtrů má v sobě sice Ansoft vestavěný tool, ale při návrhu mikropás- kového filtru pomocí tohoto toolu nebyly výsledky nijak uspokojivé. Filtr byl tedy

Obr. 2.3: výřez okna nastavení substrátu

navržen tak, že se do schematu vložila čtyřnásobná vázaná vedení. Celková délka filtru byla zvolena 20 mm a rozměry šířek vedení spolu s mezerami mezi vedeními byly odhadnuty v řádu nízkých jednotek milimetrů. Charakteristiky filtru čtvrtého řádu s těmito parametry však nebyly vyhovující, takže bylo nutné tyto parame- try optimalizovat v prostředí Tune. Postupnou optimalizací všech parametrů bylo dosaženo průběhů podle obr 2.4. Při optimalizaci byla snaha dosáhnout co možná nejlepšího přizpůsobení na vstupu i výstupu filtru, které by klesalo pod hodnotu

-20 dB v celé šířce pásma. Rovněž byla snaha navrhnout filtr tak, aby měl co nej-

větší potlačení signálů na zrcadlové frekvenci, které by u perfektně navrženého filtru dosahovalo 80 dB . Bylo však nutné hledat kompromis, protože u filtru se značným potlačením signálů na zrcadlové frekvenci na druhou stranu rostl jeho vložný útlum a tím se i degradovalo šumové číslo přijímače. Při návrhu bylo dbáno na to, aby byl vložný útlum co možná nejmenší a potlačení signálů na zrcadlové frekvenci v žádném případě nekleslo pod 60 dB .

Výsledné rozměry filtru jsou následující:

- šířka 1. a 4. vázaného vedení w1 = 2 mm

- šířka 2. a 3. vázaného vedení w2 = 2, 2 mm

- šířka mezery mezi 1. a 2. a zároveň 3. a 4. vázaným vedením s1 = 4 mm

- šířka mezery mezi 2. a 3. vázaným vedením s2 = 4, 7 mm

- délka zkráceného vedení p0 = 20 mm

- vzdálenost umístění vstupu a výstupu od zkratovaného konce vedení p1 = 3, 7 mm

Při simulaci filtru musel být brán zřetel na kruhové prokovy s průměrem 1 mm, kterými je realizováno uzemnění a které představují indukčnosti. Výsledná ladicí

Obr. 2.4: přenos a přizpůsobení filtru čtvrtého řádu

kapacita pro doladění filtru do rezonance na pracovní frekvenci 1296 MHz vychází přibližně 2,55 pF . Pro korektní návrh a simulaci musela být do obvodu filtru rovněž zapojena komponenta MS Tee,která slouží k regulernímu navázání dalších obvodů na filtr.

Celkové vlastnosti jsou velmi dobré. Potlačení signálu na zrcadlové frekvenci se pohybuje okolo hodnoty 70 dB . Šířka pásma pro pokles přenosu o 3 dB je 42 MHz . V propustném pásmu není přenos ideální, čili jednotkový, ale klesá na hodnotu

-1,95 dB .

2.1.2 Tranzistorový zesilovač

Obecný návrh

Při návrhu jakéhokoliv tranzistorového zesilovače je nutné vyšetřit jeho stabilitu. Při posuzování stability lze použít například Rolletův činitel stability, který se spočítá ze známých s-parametrů daných pro konkrétní pracovní bod a frekvenci. Je-li Ro- lettův činitel stability větší než jedna, je tranzistor absolutně stabilní a lze v ná- vrhu přejít k návrhu přizpůsobovacích obvodů. V opačném případě je nutné zajistit stabilitu zesilovače. Toho lze docílit například unilaterizací, zápornou zpětnou vaz- bou, zatlumením nebo vhodnou volbou přizpůsobovacích impedancí, které jsou dány kružnicemi stability. Unilaterizace může být v praxi obtížně proveditelná a záporná vazba provedená například zapojením rezistoru do obvodu emitoru (source) rovněž není v případě nízkošumových aplikací vhodná, protože emitorový rezistor zhoršuje šumové vlastnosti [4].

Po zajištění stability tranzistorového zesilovače je nutné navrhnout přizpůso- bovací obvody, které mají za úkol přetransformovat impedanci ze středu Smithova diagramu (50 Ω) do vhodně zvoleného místa, které je ve Smithově diagramu určené kružnicemi konstantního zisku, případně konstantního šumového čísla. U nízkošumo- vých aplikací se vstup tranzistoru přizpůsobuje šumově a výstup výkonově. Po syn- téze těchto přizpůsobovacích obvodů je pak nutné navrhnout napájecí obvody, které zajistí daný pracovní bod.

Cílem této práce není popsat matematický aparát, proto lze nejsou uvedené žádné vztahy pro výpočet Rolletova činitele stability, polohy kružnic konstantního zisku a šumového čísla apod. Matematický aparát lze nalézt například v [1, 2].

Celý návrh tanzistrového RF zesilovače v programu Ansoft vychází z výše uve- deného obecného návrhu.

Pracovní bod a stabilita

Prvním krokem návrhu tranzistorového zesilovače je volba vhodného tranzistoru a jeho pracovního bodu. Do tohoto nízkošumového přijímače byl vybrán tranzistor ATF-54143 od firmy Avago [3]. Jedná se o nízkošumový tranzistor vyráběný tech- nologií E-pHEMT (enhancement-mode high-electron mobility transistor). Jednou z výhod této technologie je, že není nutné nastavovat záporné předpětí na elektrodě gate, ale je zde možnost přivést kladné předpětí okolo 0,6 V stejně jako u bipolárních tranzistorů [5], což usnadňuje návrh napájecích obvodů.

Při návrhu tranzistorového zesilovače byla snaha vybrat takový pracovní bod, v kterém bude mít zesilovač nejlepší vlastnosti. V datasheetu daného tranzistoru

[3] je uvedena sada charakteristik tranzistoru pro frekvence 900 MHz a 2 GHz . Při

návrhu se vycházelo z charakteristik pro frekvenci 900 MHz , které jsou zobrazeny na obr 2.5. Přijímač sice bude pracovat na frekvenci 1296 MHz a charakteristiky se tedy budou pravděpodobně lišit, ale předpokládá se, že odchylky budou menší, než při návrhu podle charakteristik pro 2 GHz , protože pracovní frekvence se víc blíží k 900 MHz . Z charakteristik plyne, že šumové číslo se se vzrůstajícím prou- dem drainem mění minimálně, zatímco zisk roste. Klidový proud drainem byl tedy zvolen 60 mA, protože při tomto proudu je tranzistor nejvíc odolný proti vzniku intermodulačních složek třetího řádu. Napětí mezi drainem a sourcem bylo zvoleno 3 V z důvodu nižšího šumového čísla a vyššího zisku. Bod jednodecibelové kom- prese je sice při tomto napětí nižší než při napětí 4 V , ale nepředpokládá se, že by tranzistorový zesilovač zpracovával velké signály.

Při zkoumání, jak se tranzistor chová, když se na jeho výstupní svorku připojí navržený filtr, bylo zjištěno, že tranzistor má sklony k nestabilitě, protože vstupní napěťový činitel odrazu s11 přesahoval hodnotu 0 dB . Nápravy bylo dosaženo zčásti

Obr. 2.5: charakteristiky závislostí dosažitelného zisku, šumového čísla, bodu zahra- zení a jednodecibelové komprese v závisloti na proudu a napětí drainu pro frekvenci 900 MHz [3]

tlumícím rezistorem s hodnotou 22 Ω v drainu tranzistoru a zčásti indukčnostmi zapojenými k source. Tyto indukčnosti jsou realizovány mikropáskovými vedeními s rozměry 0,5 x 2 mm. Na každou elektrodu source připadá jedna indukčnost. Uzem- nění je v Xxxxxxx realizováno prokovem na zem s průměrem 0, 6 mm, který se sám chová rovněž jako indukčnost.

Přizpůsobovací obvody

Po zajištění stability bylo nutné navrhnout vhodné přizpůsobovací obvody. Ze Smi- thova diagramu v programu Ansoft bylo zjištěno, že vstupní tranzistor, za který je připojený filtr, může být přizpůsoben tak, aby měl celek maximální dosažitelný zisk Gmax = 18 dB , nebo byl nejlépe šumově přizpůsoben s šumovým číslem F = 0,32 dB .

Na obr 2.6 je ve Xxxxxxxx diagramu červenou barvou vynesena kružnice mini- málního šumového čísla, která se zobrazí na bod. Dále je zelenou barvou zobrazena soustředná kružnice zobrazující šumové číslo F = 0,33 dB a fialová kružnice zobra- zující šumové číslo F = 0,34 dB . Při návrhu přizpůsobovacího obvodu je nutné vyjít zestředu Smithova diagramu a dostat se do bodu nejlepšího šumového přizpůsobení. Tohoto je možné dosáhnout například zařazením na zem připojeného 100 Ω vedení s délkou 22, 4 mm. Pro přizpůsobení by se dalo dalo použít i 50 Ω vedení, ale bylo zjištěno, že se vzrůstající impedancí vedení se zkracuje potřebná délka vedení a šetří se tak místo na desce plošného spoje. Rovněž by se pro přizpůsobení dala použít na zem připojená indukčnost L = 13 nH , ale parametry reálných indukčností nejsou příliš příznivé a značně by zhoršovaly šumové vlastnosti obvodu. Z tohoto pohledu má nezanedbatelný vliv na šumové číslo činitel jakosti cívky Q. Ve Smithově dia- gramu je rovněž vidět část černé kružnice stability ve vstupní rovině činitelů odrazu. Z tohoto pohledu je zřejmé, že je tranzistor absolutně stabilní.

Obr. 2.6: vstupní přizpůsobení tranzistoru

Návrh výstupního přizpůsobovacího obvodu je poněkud komplikovanější. Do Smithova diagramu je modrou barvou vykreslena kružnice konstantního dosažitel-

ného zisku Ga = 17 dB v rovině vstupních činitelů odrazu a hnědou barvou stejná kružnice v rovině výstupních činitelů odrazu. Na kružnici konstantního dosažitel- ného zisku v rovině zátěže je nutné najít bod, který odpovídá transformaci bodu v rovině vstupu, pro který je navrženo vstupní přizpůsobení. K tomuto bodu je nutné nalézt komplexně sdružený bod. Při návrhu přizpůsobovacího obvodu se pak hledá cesta z tohoto komplexně sdruženého bodu, z důvodu vykompenzování ja- lové složky výkonu, do daného bodu na kružnici konstantního zisku a dále pak do středu Smithova diagramu. Výstupní přizpůsobení je realizováno pomocí na zem připojeného 100 Ω vedení s délkou 16, 7 mm. Šířka takovéhoto vedení je stejně jako v případě vstupního přizpůsobení, rovna 0, 65 mm. Za toto vedení je nutné připojit sériově kondenzátor s kapacitou C = 2,2 pF

Výsledné zapojení přizpůsobovacích a stabilizačních obvodů je uvedeno na obr

2.8. Zapojení je nutné doplnit o vazební kondenzátory C1−3 s dostatečnou kapacitou

C = 100 pF , aby nebylo napájecí napětí zkratováno se zemí.

Obr. 2.7: výstupní přizpůsobení tranzistoru

Obr. 2.8: tanzistorový zesilovač se stabilizačními a přizpůsobovacími obvody

Napájecí obvody

Pro tranzistorového zesilovače bylo zvoleno napájecí napětí 5 V . Struktura napá- jecích obvodů je zobrazena na obr 2.9. Nutno podotknout, že všechna uzemnění v obvodu jsou realizována prokovy s průměry 0,6 mm stejně jako v případě indukč- ností v elektrodách source tranzistoru. Pro správné nastavení pracovního bodu je nutné vypočítat hodnotu rezistoru R2 podle rovnice

2

R = Un − Uds − R1Ids , (2.1)

Ids + Ibb

kde Xxx je proud tekoucí děličem pro nastavení předpětí na elektrodě gate. Hodnota tohoto proudu byla zvolena 1 mA. Mezi R1 a R2 je vložena tlumivka s indukčností L = 68 nH [11], která zabraňuje pronikání signálu do obvodu napájení. Na pracovním kmitočtu má tato cívka reaktanci přes 500 Ω. Tato tlumivka je zapojena i v obvodu, který zajišťuje předpětí pro gate tranzistoru.

Rezistory R3 a R4 tvoří dělič určující napětí na elektrodě gate, které by se mělo pohybovat díky již zmiňované technologii E-pHEMT okolo hodnoty 0,59 V .

Obr. 2.9: napájecí obvody tranzistorového zesilovače

Hodnoty rezistorů R3 a R4 se vypočítají podle vztahů

R4 = Ugs

Ibb

a (2.2)

3

R = (URss − Ugs)R1 , (2.3)

Ugs

kde URss je napětí mezi rezistory R1 a R2. Předpokládá se, že úbytek napětí na in- dukčnosti je nulový. Zapojení děliče napětí mezi rezistory R1 a R2 vnese do obvodu zesilovače zápornou zpětnou vazbu, která zlepší stabilizaci pracovního bodu tran- zistoru. Ke všem vypočteným rezistorům byly z řady E24 nalezeny nejbližší reálné hodnoty. Při zapojení rezistorů s reálnými hodnotami je předpětí na gate 0,592 V , což je sice očekávaná hodnota, ale v reálu se může napětí lišit díky toleranci použi- tých rezistorů. Mezi takto navrženým děličem a elektrodou gate tranzistoru je vložen vysokoohmový rezistor R5 podle doporučení výrobce [3].

Obvod je dále doplněn o kondenzátory C5−7. Tyto kondenzátory slouží k filtraci

signálu v napájení a jejich reaktance se pohybuje v řádu desetin Ω.

Na obr 2.10 jsou vykresleny průběhy s-parametrů a šumového čísla tranzis- torového zesilovače včetně přizpůsobovacích a napájecích obvodů. Všechny ideální

rezistory a kondenzátory jsou nahrazeny reálnými součástkami v pouzdrech SMD- 0805. Modely rezistorů jsou použity od firmy Dale a modely kondenzátorů od firmy Philips. Pro správné přizpůsobení je nutné zvětšit velikost mikropásku na vstupu zesilovače z 22, 4 mm na 28 mm. Největší vliv na šumové číslo mají kondenzátory na vstupu zesilovače.

Obr. 2.10: napájecí obvody tranzistorového zesilovače

2.1.3 Tříbodový zesilovač

Pro návrh druhého RF zesilovače byl vybrán tříbodový integrovaný zesilovač ERA-1SM od firmy Minicircuits [12]. Teoreticky by bylo možné použít opět tranzistor stejně jako v prvním zesilovacím stupni. Výsledné šumové číslo by se sice zlepšilo, ale zisk celého zařízení by byl příliš vysoký. ERA-1SM patří mezi univerzální širokopásmové zesilovače, které jsou impedančně přizpůsobeny na vstupu i výstupu, a které po- třebují minimum externích součástek pro svoji správnou funkci. Celkové schéma druhého zesilovacího stupně je zobrazeno na obr 2.11.

Tento zesilovač má doporučené pracovní napětí na svém výstupu 3, 4 V a proud

tekoucí zesilovačem 40 mA. Xxxxxxxxx je napájen ze zdroje napětí 9 V . Z ohmova zákona je pak jednoduché vypočítat hodnotu rezistoru R6 a zvolit nejbližší vhodnou hodnotu z řady E24. Napájecí obvod je, stejně jako v případě prvního zesilovacího stupně, doplněn o indukčnost, která zabraňuje pronikání užitečného signálu do na- pájecích obvodů, a kondenzátor, který dále filtruje případné nežádoucí frekvenční složky. V zapojení jsou použity opět reálné prvky.

Obr. 2.11: druhý zesilovací stupeň

2.1.4 Simulace celého RF zesilovače

Na obr 2.12 jsou vyobrazeny průběhy s-parametrů a šumového čísla tranzistorového zesilovače a filtru v závislosti na frekvenci. Je vidět, že šumové číslo se drží stále na nízké hodnotě 0, 44 dB. Rovněž vstupní i výstupní přizpůsobení jsou uspokojivá. Vstupní činitel odrazu se sice pohybuje kolem hodnoty −8 dB, ale je to způsobeno tím, že tranzistorový zesilovač není přizpůsoben výkonově, ale šumově.

Obr. 2.12: charakteristiky zapojení tranzistorového zesilovače a filtru

Na obr 2.13 jsou vykresleny průběhy celého RF zesilovače. Výrobce bohužel ne-

dodává šumové parametry k integrovanému zesilovače ERA-1SM, ale uvádí pouze typické a maximální šumové číslo. Proto je nutné vypočítat šumové číslo RF zesi- lovače ručně pomocí vztahu 1.4. Typické uváděné šumové číslo tohoto zesilovače je 4, 3 dB (2,69 v absolutní míře) a maximální šumové číslo je 5, 3 dB (3,38 v absolutní míře). Další potřebné hodnoty pro výpočet šumového čísla jsou:

- šumové číslo tranzistorového zesilovače a filtru: 0,44 dB -> 1,1

- zisk zesilovače a filtru: 14,7 dB -> 29,5

Na základě těchto hodnot bylo vypočteno, že typické šumové číslo celého RF zesilovače je 0, 63 dB a maximální šumové číslo je 0, 72 dB. Celkový přenos RF zesi- lovače na pracovní frekvenci je 26, 2 dB, vstupní činitel odrazu má hodnotu −7, 8 dB a výstupní činitel odrazu dosahuje hodnoty až −13, 6 dB.

Obr. 2.13: charakteristiky celého RF zesilovače

2.2 Výstupní IF zesilovač

2.2.1 IF filtr

Mezifrekvenční filtr slouží hlavně k potlačení nežádoucích signálů ve spektru a ke zlepšení vzájemné izolace mezi branami LO a RF směšovače a výstupu celého přijí- mače. Mezifrekvenční filtr v tomto přijímači je řešen jako pásmová propust s šířkou pásma řádově srovnatelnou s šířkou pásma RF zesilovače.

Matematický aparát pro návrh takového filtru je uveden například v [8], ale ruční výpočet a odladění takovéhoto filtru je značně pracné. Snazší metodou pro návrh mezifrekvenčního filtru (a filtrů všeobecně) je použití toolboxu Filter Design, který je součástí Ansoftu. Po otevření tohoto toolboxu se zobrazí okno pro výběr typu filtru, jeho topologie, aproximace atd., viz obr 2.14. Z tohoto okna je vidět, že program Ansoft je schopen navrhnout značné množství filtrů různých topologií a aproximací. Pro návrh tohoto mezifrekvenčního filtru byl vybrán filtr skládající se ze dvou kapacitně vázaných paralelních rezonančních obvodů, který je v Ansoftu označován jako Lumped with Inverters - Capacitive PI, čili filtr se součástkami se soustředěnými parametry s invertory, které jsou řešeny jako kapacitní PI-články.

Obr. 2.14: výřez okna pro výběr filtru

Dalším krokem návrhu filtru je zadání parametrů přenosové charakteristiky fil- tru. Na obr 2.15 je vidět výřez okna pro zadávání těchto parametrů. Tento filtr je realizován jako filtr druhého řádu s dovoleným zvlněním 0,1 dB v propustném pásmu. Střední frekvence je 144 MHz a šířka pásma 10 MHz . Při návrhu bylo experimentálně zjištěno, že reálná šířka pásma je vždy o něco větší. Poslední dva zadávané parame- try jsou impedance na vstupu a výstupu filtru. Z důvodu vyšší jakosti obvodu a tedy menší šířky pásma byly tyto impedance zvoleny mnohem vyšší než 50 Ω. K filtru je tedy nutné navrhnout odpovídající odbočky. V pravé části okna je vidět nástin takto zadané přenosové charakteristiky. V dalším kroku program zobrazí topologii filtru s hodnotami součástek.

Obr. 2.15: výřez okna pro zadání parametrů přenosové charakteristiky filtru

Konstrukce filtru je taková, že všechny kondenzátory budou SMD prvky s pev- nými hodnotami a cívky budou laditelné feritovým jádrem. Pro konstrukci cívek byly zakoupeny cívkové sady RFC 51K [13] a vhodná feritová jádra FC 5100B [14]. Z praktického pohledu je vhodnější navinout cívku například o pěti závitech, změřit ji, a naměřené hodnoty zpětně vložit do simulátoru a navrhnout potřebné hodnoty kondenzátorů, než se snažit navinout cívku s přesně danou indukčností. V tabulce 2.1 jsou uvedeny zprůměrované naměřené hodnoty obou navinutých cívek. Do programu Ansoft byla tedy vložena cívka s parametry odpovídajícími napůl zašroubovanému feritovému jádru. Nutno podotknout, že toto jádro značně znehodnocuje činitel ja- kosti cívky a tedy i celého filtru, a bylo experimentálně zjištěno, že činitel jakosti cívky s feritovým jádrem se pohybuje na nízkých hodnotách okolo 50 a není tedy možné navrhnout filtr s menší šířkou pásma než 10 MHz . S vyšším činitelem jakosti by bylo možné dosáhnout i menšího vložného útlumu.

feritové jádro	L [nH]	Q [-]
téměř vysunuté	48,8	55
v poloze uprostřed	54,3	46
zcela zasunuté	61,7	44

Tab. 2.1: naměřené hodnoty cívek

Z Xxxxxxxxxxx vztahu bylo vypočteno, že potřebná paralelní kapacita pro do- ladění paralelních rezonančních obvodů na hodnotu mezifrekvence 144 MHz se po- hybuje kolem hodnoty 22 pF . V prostředí Tune se pak hledaly optimální hodnoty všech kapacit tak, aby byl filtr dobře přizpůsoben na vstupu i výstupu. Rovněž zde byla snaha naladit filtr na kritickou vazbu z důvodu co možná nejmenšího vložného

útlumu a nejmenší možné šířky pásma. Schema takto navrženého filtru je zobrazeno na obr 2.16.

Obr. 2.16: IF filtr

Charakteristiky takto vytvořeného mezifrekvenčního filtru jsou zobrazeny na obr 2.17. Červenou křivkou je vynesen přenos filtru a zelenou křivkou jsou vyneseny vstupní i výstupní přizpůsobení zároveň, neboť je filtr reciproký. Z charakteristik lze vyčíst, že šířka pásma pro pokles o 3 dB tohoto filtru je 12 MHz , vstupní a výstupní napěťový činitel odrazu klesá až na -30 dB a vložný útlum v propustném pásmu jsou 4 dB .

Obr. 2.17: charakteristiky IF filtru

2.2.2 IF zesilovač

Jako aktivní prvek mezifrekvenčního zesilovače byl zvolen monolitický zesilovač MAR-4SM od firmy Minicircuits. Vnitřní struktura tohoto zesilovače je řešena jako

Darlingtonovo zapojení a jako celek vyniká tím, že je impedančně přizpůsoben na vstupu i výstupu a pro svou funkci tedy vyžaduje minimum externích součástek [7]. Zeilovač patří do stejné kategorie univerzálních zesilovačů stejně jako ERA-1SM v případě RF zesilovače. U tohoto zesilovače není nutné, ani není žádoucí, aby měl příliš vysoký zisk. Tento zesilovač složí hlavně k tomu, aby vykompenzoval ztráty směšovače a IF filtru a zároveň poskytl na výstupu přijímače impedanci 50 Ω. Vý- robce uvádí, že zisk zesilovače na mezifrekvenci by měl být typicky 8,3 dB .

Obr. 2.18: zapojení IF zesilovače

Celkové zapojení zesilovače MAR-4SM včetně IF filtru je znázorněno na obr 2.18. Pro nastavení pracovního bodu 5,2 V a 50 mA slouží rezistor R7, jehož hodnota se vypočítá podle Ohmova zákona pro napájecí napětí +9 V . Z řady E24 je pak této hodnotě nejblíž hodnota 75 Ω. Pro zamezení vniku signálu do napájecích obvodů slouží cívka L6 [11] a kondenzátor C17. Cívka je vybrána tak, aby na pracovním kmitočtu 144 MHz měla velkou impedanci. V tomto případě se impedance pohybuje kolem hodnoty 900 Ω. Vazební kondenzátor C16 a filtrační kondenzátor C17 jsou vybrány tak, aby měly co nejmenší reaktanci v řádu desetin Ω.

Výsledné charakteristiky mezifrekvenčního zesilovače jsou zobrazeny na obr 2.19. Z průběhu s-parametrů je patrné, že zisk celého IF zesilovače jsou 4,5 dB a že při- způsobení na vstupu i výstupu zesilovače jsou velmi uspokojivá.

2.3 Zdvojovač kmitočtu

Z důvodu, že pro přijímač bude použit externí generátor LO signálu pro směšovač, který nepracuje na potřebně vysoké frekvenci, je nutné před LO vstup směšovače vložit zdvojovač kmitočtu, který bude násobit vstupní signál o kmitočtu 576 MHz na potřebnou frekvenci 1152 MHz tak, aby byl konvertován vstupní signál s frekvencí 1296 MHz na kmitočet 144 MHz . Zdvojovač kmitočtu pracuje tak, že se obecně na

Obr. 2.19: výsledné charakteristiky IF zesilovače

nelineárním prvku zdeformuje vstupní signál. Vznikne tak široké spektrum výstup- ních harmonických složek, z kterých se vybere potřebná užitečná složka.

Pro tento zdvojovač kmitočtu je opět nutné navrhnout vhodnou pásmovou pro- pust, která je naladěna na druhou harmonickou frekvenci vstupního signálu. Tento filtr musí dobře potlačit ostatní harmonické složky. Důraz je kladen hlavně na potla- čení základní harmonické frekvence vstupního signálu. Toto potlačení by mělo být ve výsledku lepší než 40 dB . Filtr je, stejně jako v případě RF filtru, navržen opět pomocí mikropáskových vedení. Detailní rozbor návrhu zde tedy není zapotřebí. Výsledná charakteristika filtru je vykreslena na obr 2.20. Z průběhu lze vyčíst, že filtr potlačuje první harmonickou signálu oproti druhé harmonické signálu o 66 dB . Výsledné rozměry a dolaďovací kapacita filtru jsou:

- šířka 1. a 3. vázaného vedení w1 = 2, 2 mm

- šířka 2. vázaného vedení w2 = 2, 4 mm

- šířka mezery mezi vázanými vedeními s1 = 4, 1 mm

- délka zkráceného vedení p0 = 20 mm

- vzdálenost umístění vstupu a výstupu od zkratovaného konce vedení p1 = 4, 1 mm

- dolaďovací kapacita C = 3, 58 pF

Jako nelineární prvek byl vybrán v obchodě běžně dostupný vysokofrekvenční bi- polární tranzistor BFP450 [17]. Na jeho vstupu se nacházejí kondenzátory C18 a C19, které slouží jako vstupní impedanční přizpůsobení (na vstupní frekvenci je jejich vý- sledná reaktance 50 Ω) a zároveň slouží jako stejnosměrné oddělení tranzistoru od předcházejících obvodů. Funkci stejnosměrného oddělení plní i kondenzátor C21. Pro nastavení stejnosměrného pracovního bodu je nutné vypočítat hodnoty odporů R8

Obr. 2.20: charakteristiky filtru pro zdvojovač kmitočtu

a R9 podle následujících vztahů:

R8 = (Un − Uce), (2.4)

Ic

R9 = (Uce − Ube)hfe

Ic

(2.5)

Na základě následující zvolených hodnot byly vypočteny hodnoty rezistorů R8 = 200 Ω

a R8 = 17 kΩ. V prostředí Tune pak byly hodnoty optimalizovány pro co možná nej- větší potlačení mezi první a druhou harmonickou složkou signálu. Výsledné hodnoty pro simulaci jsou R8 = 220 Ω a R8 = 27 kΩ, viz schema na obr 2.21.

- Un = 5 V

- Uce = 3 V

- Ube = 0, 8 V

- hfe = 80

- Ic = 10 mA

Za filtrem je dále zapojen univerzální širokopásový zesilovač MAR-3SM [16], který je stejně jako v předchozích případech nastaven rezistorem R10 do svého pra- covního bodu 5 V a 35 mA. Tento zesilovač zde plní dvě funkce. Jednak svým zesí- lením 12 dB dostavuje na výstupu potřebnou úroveň signálu 7 dBm a jednak slouží jako buffer, který má na výstupu definovanou impedanci 50 Ω.

Na obr 2.22 je vyobrazeno spektrum signálu na výstupu zdvojovače kmitočtu. Je na něm dobře vidět, že užitečný signál na druhé harmonické složce vstupního signálu má potřebnou úroveň a že základní harmonická složka vstupního signálu je potlačena o 62 dB . Vstupní budicí signál měl při simulaci úroveň -6 dBm.

Obr. 2.21: schema zdvojovače kmitočtu

Obr. 2.22: spektrum na výstupu zdvojovače kmitočtu

V rámci návrhu zdvojovače kmitočtu byla vyrobena zvláštní deska plošného spoje a tento zdvojovač byl pokusně vyroben a odladěn, aby byla potvrzena do- mněnka, že tato topologie bude fungovat. Při ladění zdvojovače se jako optimální hodnota rezistoru R8 ukázala hodnota 3 kΩ. Takto velký rozdíl odporu oproti na- simulované hodnotě si lze vysvětlit tak, že v simulaci je použit model tranzistoru a parametry reálného tranzistoru se mohou od modelu lišit. Nejkritičtější je v tomto ohledu parametr hfe, který má široký rozptyl hodnot.

2.4 Směšovač

Pro použití v tomto přijímači byl vybrán směšovač RMS-30+ od firmy Minicir- cuits. Jedná se o pasivní dvojitě vyvážený diodový směšovač pracující v pásmu 200 - 3000 MHz [6]. Tento směšovač je jednoduchý integrovaný obvod, který pro svoji činnost nepotřebuje žádné další externí součástky. Na jeho RF vstup se při- vede signál z výstupu RF zesilovače a na jeho LO vstup se přivede signál z exter- ního oscilátoru, jenž bude mít podle zadání úroveň 7 dBm. Aby bylo na výstupu přijímače dosaženo mezifrekvence 144 MHz , musí oscilátor, který zde figuruje jako Down-Converter, pracovat na kmitočtu 1156 MHz . Z brány IF se pak odebírá mezi- frekvenční signál, který je dále zpracováván v IF zesilovači. Charakteristické para- metry směšovače jsou následující:

- maximální úroveň signálu na RF vstupu: 20 dBm

- průměrné konverzní ztráty: 7 dB

- bod 1 dB komprese: 1 dBm

- intermodulační průsečík IP 3: 11 dBm (výstup)

- frekvenční rozsah výstupu: DC – 1 GHz

- průměrná LO-RF izolace: 27 dB

- průměrná LO-IF izolace: 20 dB

2.4.1 Simulace se směšovačem

Firma Minicircuits bohužel neposkytuje k tomuto směšovači ani model ani jakákoliv data, která by se dala použít například v Ansoftu. V prostředí System programu Ansoft byl proto pro simulaci vybrán prvek MIXER, v kterém se dají ručně nastavit různé parametry. Výsledky simulací jsou ale pouze přibližné a orientační, protože výrobce neposkytuje všechna potřebná data pro simulace. Chybí například infor- mace o fázi činitelů odrazu. K dispozici jsou pouze hodnoty PSV, z kterých se dá vypočíst pouze modul činitelů odrazu. Pro zadanou RF frekvenci byly z datasheetu

[6] odečteny následující hodnoty:

- konverzní ztráty: 6 dB

- L->R izolace: 30 dB

- L->I izolace: 22 dB

- R->I izolace: 20 dB

- bod 1 dB komprese: 0,6 dBm

- PSVRF : 3,6

- PSVLO: 1,47

- PSVIF : 1,8

Na obr 2.23 je vykresleno spektrum signálu na výstupu celého přijímače. Vstup byl buzen výkonem signálu o úrovni -30 dBm a frekvenčně rozmítán od 1 do 2 GHz s krokem 1 MHz . Ve spektru jsou vidět spektrální složky, které se dostaly z vstupu přímo na výstup a složky, které vznikly konverzí směrem nahoru. Všechny tyto složky jsou však dostatečně potlačeny a na reálném spektrálním analyzátoru by pravděpodobně byly utopeny v šumu. Z vlastností spektra bylo zjištěno, že celý přijímač má šířku pásma 12 MHz a zisk 24 dB .

Obr. 2.23: spektrum na výstupu přijímače

2.5 Napájecí obvod celého přijímače

Základem napájecího obvodu přijímače je 9 V stabilizátor napětí. Pro tuto aplikaci byl vybrán stabilizátor L78M09CDT od firmy STMicroelectronics [10], kterým může téct proud až 0,5 A. Reálná spotřeba přijímače se pohybuje okolo hodnoty 200 mA, viz tabulku 2.2, takže při běžném provozu (bez poruchy) nehrozí zničení stabilizátoru příliš velkým protékaným proudem. Tento stabilizátor je umístěný do SMD pouzdra TO-252 (DPak), což umožňuje snadnou montáž na desku plošného spoje. Na vstup stabilizátoru může být přiváděno maximální napětí 35 V . Čím nižší napětí bude přiváděno na vstup, např. 12 V , tím menší ztrátový výkon bude ve stabilizátoru vznikat. Tento stabilizátor ke své činnosti sice nepotřebuje externí chladič, nicméně je vhodné vytvořit oblast, na kterou bude přiletována ploška s nulovým potenciálem, dostatečně velkou, aby se zajistil dobrý odvod tepla. Na vstup stabilizátoru je sé- riově připojena ochranná dioda 1N4007, která chrání stabilizátor proti přepólování, a tantalový kondenzátor sloužící jako zásobník energie při proudových špičkách.

Protože oba tranzistory použité v tomto přijímači mají maximální napětí mezi drainem a sourcem, resp. kolektorem a emitorem, 5V , je nutné použít ještě přídavný pětivoltový stabilizátor napětí [18], který snese výstupní proud 100mA. Z tabulky 2.2 je zřejmé, že tento proud není překročen. V pracovním režimu mají sice tranzistory na drainu/kolektoru menší napětí a teoreticky by bylo možné použít napájení 9V , ale při poruše vstupních biasovacích obvodů by se na tranzistoru mohlo objevit plné napětí a tranzistor by se tak zničil.

Obr. 2.24: napájecí obvod přijímače

aktivní prvek	umístění	proudový odběr [mA]	napájecí napětí [V ]
ATF-54143	RF zesilovač	60	5
ERA-1SM	RF zesilovač	40	9
MAR-4SM	IF zesilovač	50	9
MAR-3SM	zdvojovač kmitočtu	35	9
BFP450	zdvojovač kmitočtu	10	5

Tab. 2.2: klidové proudové odběry aktivních prvků

Celé schema napájecího obvodu je nakresleno na obr 2.24. Podle doporučení výrobce jsou na vstup i výstup stabilizátorů připojeny filtrační kondenzátory s ka- pacitami 330 nF a 100 nF .

3 REALIZACE A MĚŘENÍ

3.1 Návrh desky plošného spoje a konstrukční řešení

Na základě schematu přijímače, které je zobrazeno v příloze A, byla navržena deska plošného spoje. Na obr 3.1 je zobrazen motiv desky i s jejími rozměry. Jedná se o pohled z vrchní strany. Spodní strana je celá vylitá mědí a tvoří zem. Na obr 3.2 je pak zobrazen osazovací výkres desky. Dolaďovací kapacitní trimry v RF a LO filtru, dolaďovací cívky v mezifrekvenčním filtru a pětivoltový stabilizátor napětí jsou sice zobrazeny z vrchu, ale v přijímači jsou připájeny zespodu. Napájení je do přijímače přivedeno pomocí průchodkového kondenzátoru na plošku k anodě ochranné diody. Na základě rozměrů výsledné desky byla pro přijímač vyrobena celokovová kra- bička z pocínovaného plechu tloušťky 0,5 mm s odnímatelnými víčky. Celková výška krabičky i s oběma víčky je 25 mm. Pro vysokofrekvenční signál jsou použity pane-

lové SMA konektory.

Obr. 3.1: deska plošného spoje

Obr. 3.2: deska plošného spoje - osazovací výkres

3.2 Měření dílčích částí přijímače

3.2.1 Zdvojovač kmitočtu

Při měření parametrů zdvojovače kmitočtu byl na jeho vstup přiveden signál z vf. generátoru o frekvenci 576 MHz . Při požadavku mezifrekvence 146 MHz , na kterou bude pravděpodobně přijímač muset také konvertovat užitečný signál, je nutné při- vést na vstup zdvojovače signál o frekvenci 575 MHz . Bylo experimentálně ověřeno, že přijímač umí pracovat s oběma kmitočty na LO vstupu. Na výstup zesilovače MAR-3SM byl při nepřiletovaném kondenzátoru C23 pomocí sondy (padesátiohmový kabel + SMA konektor) připojen spektrální analyzátor. Ladění výstupního signálu o kmitočtu 1150 MHz na požadovanou úroveň 7 dBm se provádělo dostavováním ka- pacitních trimrů a změnou vstupního výkonu. Na obr 3.3 je vidět změřené výstupní spektrum zdvojovače kmitočtu při přivedení vstupního výkonu 0 dBm. Podle simu- lací by měl být signál 575 MHz potlačen o 66 dB , ale ze spektra je patrné potlačení tohoto signálu o 54 dB . Toto potlačení je sice oproti teoretické hodnotě menší, ale i tak je jeho hodnota uspokojivá.

3.2.2 Mezifrekvenční zesilovač

Na výstup mezifrekvenčního zesilovače byl připojen vstup spektrálního analyzátoru a při nepřiletovaném směšovači byl výstup tracking generátoru spektrálního ana-

Obr. 3.3: spektrum na výstupu zdvojovače kmitočtu

Obr. 3.4: zisk mezifrekvenčního zesilovače

lyzátoru připojen pomocí sondy na vstup mezifrekvenčního zesilovače. Z průběhu zisku mezifrekvenčního zesilovače na obr 3.4 je vidět, že realizovaný zesilovač má o něco větší útlum v nepropustném pásmu než při simulacích, což je žádoucí. Zisk re-

alizovaného mezifrekvenčního zesilovače jsou 4,2 dB a šířka pásma je rovna 11 MHz .

3.2.3 RF zesilovač

Při měření RF zesilovače bylo zjištěno, že tento zesilovač má oproti teorii přibližně o 10 dB nižší zisk, což je značně nežádoucí. Měřením výkonů v dílčích bodech RF části se ukázalo, že RF filtr vykazuje 6 dB vložný útlum namísto odsimulovaných 2 dB . Zbylých 6 dB se ztrácelo na tříbodovém zesilovači ERA-1SM. Chyba nízkého zisku byla odstraněna tím, že se místo tohoto tříbodového zesilovače použil zesilovač ERA-5SM, který má vyšší zisk, a to přibližně 19 dB [19]. Rovněž bylo nutné změnit hodnotu biasovacího rezistoru na 62 Ω. Při měření se opět ukázalo, že se na tomto tříbodovém zesilovači opět ztrácí přibližně 5 dB . Z tohoto výsledku vyplývá, že se zisk na zesilovači i filtru ztrácí pravděpodobně z důvodů špatného přizpůsobení filtru k ostatním částem obvodu. Možná náprava by byla pravděpodobně odstranit přizpůsobovací obvody tranzistorového zesilovače, neboť je možné, že zrovna ony vnášejí tuto chybu do obvodu. Odstranění přizpůsobovacích obvodů by ale bylo nevratné, protože mikropáskové indukčnosti by musely být zcela odříznuty.

Na obr 3.5 je vidět srovnání výsledků simulace a měření RF zesilovače s novým tříbodovým zesilovačem. Je vidět, že opravený zesilovač má zisk 25 dB . Bohužel se nepodařilo vyladit kapacitními trimry RF filtr tak, aby byla jeho charakteristika v propustném pásmu rovná. Z tohoto důvodu klesla šířka pásma filtru na 30 MHz , ale i tak je naladění vyhovující.

Obr. 3.5: zisk radiofrekvenčního zesilovače

3.3 Měření parametrů kompletního přijímače

3.3.1 Bod 1 dB komprese

Při měření bodu jednodecibelové komprese P1dB byl postupně zvyšován výkon na RF vstupu a na IF výstupu byl odečítán výkon signálu. Na obr 3.6 je vynesena změřená převodní charakteristika spolu s teoretickou převodní charakteristikou. Z grafu se dá odečíst, že výstupní souřadnice bodu jednodecibelové komprese je -1,9 dB .

Obr. 3.6: bod 1 dB komprese

3.3.2 Bod IP3

Intermodulační průsečík složek třetího řádu a základního signálu udává odolnost za- řízení proti vzniku těchto složek. Čím je hodnota tohoto bodu vyšší, tím je zařízení odolnější. Měření probíhalo tak, že se na RF vstup přivedly přes slučovač signálů dva frekvenčně blízké signály, v tomto případě 1296 MHz a 1295 MHz . Jejich úroveň byla taková, aby velikost každého signálu na výstupu byla o 6 dB nižší, než je hodnota bodu P1dB. Při tomto nastavení se již ve spektru objevily tyto dvě užitečné složky signálu a dvě postranní intermodulační složky třetího řádu. Výkon obou užitečných signálů na vstupu byl postupně snižován a odečítaly se úrovně jednoho užitečného signálu a jedné intermodulační složky. Celkem bylo změřeno šest dvojic těchto bodů, které byly proloženy přímkou, viz obr 3.7. Průsečík obou přímek určuje souřadnice

bodu IP3. Z grafu lze vyčíst, že výstupní souřadnice tohoto bodu jsou 2 dBm. Hod- notu tohoto bodu s největší pravděpodobností ovlivňuje použitý směšovač, protože mám ze všech použitých součástek nejmenší hodnotu IP3, a to 11 dBm

Obr. 3.7: bod IP3

3.3.3 Potlačení zrcadlových kmitočtů

Při měření potlačení signálů na zrcadlové frekvenci se vycházelo z předpokladu, že zisk přijímače pro pracovní kmitočet 1296 MHz je 24 dB . Na vstup přijímače se pak přivedl signál s zrcadlovým kmitočtem 1004 MHz o úrovni 0 dBm. Tento signál je tranzistorový zesilovač bez problému schopný zpracovat a následně se v RF filtru dostatečně utlumí a nehrozí, že by zničil následující obvody. Na výstupu se pak odečetla úroveň -52 dBm signálu na mezifrekvenci 146 MHz . Signál nacházející se na zrcadlovém kmitočtu se tedy konvertuje do pásma mezifrekvence s útlumem 52 dB a je tedy oproti užitečnému signálu potlačen o 76 dB , což je hodnota velmi uspokojující.

3.3.4 Šumové číslo

Šumové číslo je jedním z nejdůležitějších parametrů přijímače. Na základě níže uve- dených parametrů bylo podle rovnice 1.4 vypočteno šumové číslo celé vstupní části

přijímače, které je rovno přibližně 1 dB . Při tomto výpočtu se počítá s tím, že v ob- vodu RF zesilovače je zapojen původní tříbodový zesilovač ERA-1SM. Zapojení zesilovače ERA-5SM nemá na celkové šumové číslo zásadní vliv.

- šumové číslo RF zesilovače: 0,63 dB

- zisk RF zesilovače: 26,2 dB

- šumové číslo směšovače: 6 dB

- konverzní ztráty směšovače: 6 dB

- šumové číslo IF filtru: 4 dB

- útlum IF filtru: 4 dB

- šumové číslo zesilovače MAR-4SM: 6 dB

Z naměřeného průběhu šumového čísla podle obr 3.8 je ale vidět, že realita je oproti teorii zcela odlišná. Šumové číslo dosahuje hodnoty až 2,6 dB . Důvod takto vysokého šumového čísla je například ten, že na vstupu RF zesilovače nejsou za- pojeny modelované vazební kondenzátory Philips, ale obyčejné kondenzátory, které jsou k dostání například v GESu. Hlavní důvod bude ale ten, že v RF části není filtr pravděpodobně přizpůsoben, viz kapitola 3.2.3.

Obr. 3.8: šumové číslo přijímače

3.3.5 Spektrum na výstupu přijímače

Na obr 3.9 je zobrazeno spektrum na výstupu přijímače při buzení RF signálem o úrovni -30 dBm. Největší úroveň má spektrální čára odpovídající signálu na me- zifrekvenci. Druhá nejvýznamnější spektrální čára se nachází na frekvenci lokálního oscilátoru. Z její úrovně se dá odečíst, že LO signál je na výstupu utlumen o 34 dBm. Samotný směšovač potlačuje LO signál na IF výstupu o 22 dB , zbylých 12 dB při- padá na mezifrekvenční filtr. Z této malé hodnoty lze usuzovat, že na mikrovlnných kmitočtech se začínají v mezifrekvenčním filtru uplatňovat různé parazitní vlastnosti součástek a jeho frekvenční charakteristika tedy monotónně neklesá.

Obr. 3.9: spektrum na výstupu přijímače

3.3.6 Proudový odběr

Pro správnou funkci devítivoltového stabilizátoru napětí je nutné na jeho vstup při- pojit napětí 11 V . S přihlédnutím na připojenou ochrannou diodu je nutné přivést napájecí napětí minimálně 11,6 V . Maximální hodnota napětí na vstupu stabilizá- toru je 35 V . Doporučené napájecí napětí je 12 V . Při tomto napájecím napětí je proudový odběr zařízení 250 mA.

4 ZÁVĚR

Cílem této diplomové práce bylo navrhnout potřebné obvody vstupní části přijímače pro pásmo L, konkrétně pro signály nacházející se na kmitočtu 1296 MHz . V pro- gramu Ansoft Designer byla nejprve navržena vstupní radiofrekvenční část přijímače skládající se ze dvou zesilovačů, nízkošumového tranzistorového a univerzálního tří- bodového, a mikropáskového filtru typu pásmová propust, který má jednak za úkol vybrat ze spektra užitečný signál a jednak dostatečně potlačit případné signály na zrcadlovém kmitočtu. Dalším krokem návrhu tohoto přijímače byl návrh mezifrek- venčního zesilovače včetně filtru naladěného na kmitočet 144 MHz . I když bude v reálu použita mezifrekvence 146 MHz , nebudou s korektním příjmem žádné pro- blémy, neboť má mezifrekvenční filtr dostatečnou šířku pásma. Celá mezifrekvenční část má převážně za úkol impedančně oddělit směšovač od následujících zařízení, které budou za přijímač připojeny, a vykompenzovat konverzní ztráty směšovače. Důležitou částí vstupní části přijímače je zdvojovač kmitočtu zapojený před LO vstup směšovače. Ukázalo se, že nemá cenu příliš detailně propočítávat biasovací re- zistory u tranzistoru, neboť v praxi vychází jejich hodnoty zcela odlišně. Šířka filtru pro výběr druhé harmonické složky je dostatečná a je tedy možné provozovat při- jímač s mezifrekvencí 144 i 146 MHz . Jednotlivé bloky byly simulovány a obdržené dílčí výsledky jsou velmi uspokojivé. Rovněž byla provedena simulace celého zařízení včetně směšovače, ale kvůli jeho nepřesnému modelu je nutné brát výsledky s jistou rezervou.

V druhé, praktické, části této diplomové práce byla navržena deska plošného spoje tohoto přijímače. Celá vstupní část přijímače byla kompletně vyrobena a pro- měřena. Xxxxxxxxx kmitočtu a mezifrekvenční zesilovač pracovaly na první zapojení zcela bez problému. U proměřování radiofrekvenční části se ukázalo, že má o 10 dB nižší zisk, než se očekávalo. Bylo zjištěno, že s největší pravděpodobností vznikla chyba při přizpůsobení mikropáskového filtru. Částečná náprava byla zjednána pou- žitím tříbodového zesilovače s vyšším ziskem. Nejlepším parametrem celé vstupní části přijímače se ukázalo být potlačení zrcadlových kmitočtů, které činí 76 dB . Bod jednodecibelové komprese vyšel -1,9 dBm a intermodulační průsečík složek třetího řádu vyšel 2 dBm. Na druhý jmenovaný parametr má s největší pravděpodobností vliv použitý směšovač, neboť má ze všech použitých prvků nejmenší hodnotu IP3. Nejhorším parametrem se ukázalo být šumové číslo. Podle výpočtu by se typické šumové číslo mělo pohybovat kolem hodnoty 1 dB , i hodnota 1,5 dB by byla vcelku uspokojivá, ale měřením se ukázalo, že šumové číslo dosahuje hodnoty až 2,6 dB . Celkový zisk vstupní části přijímače pak činí 25 dB .

LITERATURA

[1] Žalud, V., Xxxxx, J.: Moderní radiotechnika, BEN - technická literatura, 768 stran, Praha, 2006.

[2] Xxxxx, S., Xxxxxxx, J.: Vysokofrekvenční a mikrovlnná technika, Elektronický učební text, 208 stran, xxx.xxxx.xxxxx.xx.

[3] ATF-54143 [online datasheet], citováno 2011-22-3. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxxxxxxxx.xxx/xxxx/XX00-0000XX>.

[4] Xxxxxxx, V., Svačina, J.: Speciální elektronické součástky a jejich aplikace, Elek- tronický učební text, 104 stran, xxx.xxxx.xxxxx.xx.

[5] Avago’s E-pHEMT Technology [online datasheet], citováno 2011-22-3. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxxxxxxxx.xxx/xxxx/XX00-0000XX>.

[6] Surface Mount Freyuency Mixer RMS-30 [online datasheet], citováno 2011-19-

4. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxxxxxxxxxxx.xxx/xxxx/XXX-00.xxx>.

[7] Monolitic Amplifier MAR-4SM+ [online datasheet], citováno 2011-19-4. Do- stupné z URL

<xxxx://xxx.xxxxxxxxxxxx.xxx/xxxx/XXX-0XXx.xxx>.

[8] Hájek, K., Xxxxxxxx, J.: Kmitočtové filtry, BEN - technická literatura, 536 stran, Praha, 2002.

[9] Xxxxxxxx, X.: Planární mikrovlnné obvody, České vysoké učení technické, 145 stran, Praha, 2003.

[10] Positive Voltage Regulators [online datasheet], citováno 2011-27-4. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxx.xx/xxxxxx/x/x00xxx.xxx>.

[11] Wire Wound CHip Inductor [online datasheet], citováno 2011-10-11. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxx.xx/xxxxxxxxxxx/xxxxxxxxx/000/000 − 085/dsh.965 −

085.1.pdf >.

[12] ERA-1SM [online datasheet], citováno 2011-10-11. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxxxxxxxxxxx.xxx/xxxx/XXX-0XXx.xxx>.

[13] cívková sada RFC 51K, citováno 2011-27-12. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxx.xx/xx/xxxxxxx-xxxx-xxx-00x-XXX00000000.xxxx>.

[14] feritové jádro FC 5100B, citováno 2011-27-12. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxx.xx/xx/xxxxxxxx-xxxxx-xx-0000x-XXX00000000.xxxx>.

[15] Kutín, P.: Lokální oscilátor konvertoru pro pásmo 24 GHz, diplomová práce, Brno, 2002.

[16] Monolitic Amplifier MAR-3SM+ [online datasheet], citováno 2011-19-4. Do- stupné z URL

<xxxx://xxx.xxxxxxxxxxxx.xxx/xxxx/XXX-0XXx.xxx>.

[17] NPN SIlicon RF transistor - BFP450 [online datasheet], citováno 2011-19-4. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxx.xx/xxxxxxxxxxx/xxxxxxxxx/000/000 − 016/dsh.914 −

016.1.pdf >.

[18] ST 78L05 [online datasheet], citováno 2011-19-4. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxx.xx/xxxxxxxxxxx/xxxxxxxxx/000/000 − 121/dsh.330 −

121.1.pdf >.

[19] ERA-5SM [online datasheet], citováno 2012-25-4. Dostupné z URL

<xxxx://xxx.xxxxxxxxxxxx.xxx/xxxx/XXX-0XXx.xxx>.

SEZNAM SYMBOLŮ, VELIČIN A ZKRATEK

LNA nízkošumový zesilovač – Low Noise Amplifier F, NF šumové číslo (šumový činitel)

Si,o výkon signálu na vstupu / výstupu

Ni,o výkon šumu na vstupu / výstupu

Te ekvivalentní šumová teplota APa, Ga dosažitelný výkonový zisk M míra šumu

RF vysokofrekvenční signál – Radion Frequency LO oscilační signál – Local Oscillator

IF mezifrekvenční signál – Intermediate Frequency dB decibel – jednotka míry poměru

E-pHEMT vylepšená technologie tranzistoru s vysokou pohyblivostí elektronů – enhancement-mode high-electron mobility transistor

E12, E24 elektrotechnické řady uvádějící reálné hodnoty vyráběných součástek P1dB bod jednodecibelové komprese – 1 dB compression point

IP3 intermodulační průsečík složek 3. řádu – Third-order Interception Point DC stejnosměrný proud (napětí) - Direct Current

SMD součástka pro povrchovou montáž - Surface Mount Device

ǫ permitivita

SEZNAM PŘÍLOH

A Schéma přijímače 40

B Seznam součástek 41

A SCHÉMA PŘIJÍMAČE

B SEZNAM SOUČÁSTEK

označení	hodnota	pouzdro	popis
R1	22	0805	SMD rezistor
R2	10	0805	SMD rezistor
R3	3k9	0805	SMD rezistor
R4	620	0805	SMD rezistor
R5	10k	0805	SMD rezistor
R6	62	0805	SMD rezistor
R7	75	0805	SMD rezistor
R8	220	0805	SMD rezistor
R9	3k	0805	SMD rezistor
R10	110	0805	SMD rezistor
C1	100p	0805	SMD keramický kondenzátor
C2	100p	0805	SMD keramický kondenzátor
C3	100p	0805	SMD keramický kondenzátor
C4	2p2	0805	SMD keramický kondenzátor
C5	470p	0805	SMD keramický kondenzátor
C6	470p	0805	SMD keramický kondenzátor
C7	2n7	0805	SMD keramický kondenzátor
C8	100p	0805	SMD keramický kondenzátor
C9	100p	0805	SMD keramický kondenzátor
C10	2n7	0805	SMD keramický kondenzátor
C11	27p	0805	SMD keramický kondenzátor
C12	82p	0805	SMD keramický kondenzátor
C13	1p2	0805	SMD keramický kondenzátor
C14	27p	0805	SMD keramický kondenzátor
C15	82p	0805	SMD keramický kondenzátor

označení	hodnota	pouzdro	popis
C16	1n2	0805	SMD keramický kondenzátor
C17	12n	0805	SMD keramický kondenzátor
C18	10p	0805	SMD keramický kondenzátor
C19	15p	0805	SMD keramický kondenzátor
C20	1n	0805	SMD keramický kondenzátor
C21	1n	0805	SMD keramický kondenzátor
C22	100p	0805	SMD keramický kondenzátor
C23	100p	0805	SMD keramický kondenzátor
C24	2n7	0805	SMD keramický kondenzátor
C25	330n	0805	SMD keramický kondenzátor
C26	100n	0805	SMD keramický kondenzátor
C27	330n	0805	SMD keramický kondenzátor
C28	100n	0805	SMD keramický kondenzátor
C29	1u	SMD-B	SMD tantalový kondenzátor
Q1	ATF-54143	SOT-343	vysokofrekvenční tranzistor
Q2	BFP-450	SOT-343	vysokofrekvenční tranzistor
L1	68n	0805	SMD induktor
L2	68n	0805	SMD induktor
L3	68n	0805	SMD induktor
L4	55n	-	laditelná indukčnost
L5	55n	-	laditelná indukčnost
L6	1u	0805	SMD induktor
L7	68n	0805	SMD induktor
CT1	1,4 - 5,5 p	7,5 mm	kapacitní trimr
CT2	1,4 - 5,5 p	7,5 mm	kapacitní trimr
CT3	1,4 - 5,5 p	7,5 mm	kapacitní trimr
CT4	1,4 - 5,5 p	7,5 mm	kapacitní trimr
CT5	2 - 10 p	7,5 mm	kapacitní trimr
CT6	2 - 10 p	7,5 mm	kapacitní trimr
CT7	2 - 10 p	7,5 mm	kapacitní trimr
U1	ERA-5SM	WW107	tříbodový vf zesilovač
U2	MAR-4SM	WW107	tříbodový vf zesilovač
U3	MAR-3SM	WW107	tříbodový vf zesilovač
U4	L78M09	TO-252	stabilizátor napětí
U5	7805L	TO-92	stabilizátor napětí
U6	RMS-30	TT240	směšovač
D1	1N4007	DO213AB	SMD dioda